Referat.me
/ / Модуль АФАР

Название: Модуль АФАР

Вид работы: реферат

Рубрика: Информатика и программирование

Размер файла: 323.99 Kb

Скачать файл: referat.me-140576.docx

Краткое описание работы: Приемные и приемопередающие активные фазированные антенные решетки. Расчет структурной схемы модуля. Расчет согласующих цепей.

Модуль АФАР

Исходные данные:

1. Назначение передатчика — передающий модуль;

2. Мощность: P вых =0,5 Вт; P вх 20 мВт.

3. Диапазон частот: f вых =0,5 ГГц; f вх =0,25 ГГц.

4. Характеристика сигналов, подлежащих передаче: ЧМ-сигнал.

5. Место установки — борт ЛА.

6. R напр =50 Ом.

1. Введение

На современном этапе развития радиоустройств СВЧ все большее применение находят передающие, приемные и приемопередающие активные фазированные антенные решетки (АФАР), в которых излучатели (или группа излучателей) связаны с отдельным модулем, содержащим активные элементы в виде различного типа генераторных и усилительных каскадов и преобразователей частоты колебаний, а также пассивные умножители частоты.

В передающей АФАР активная часть отдельного модуля, возбуждаемого от общего задающего генератора, фактически имеет функциональную схему, аналогичную схеме усилительно-умножительного СВЧ-тракта радиопередающего устройства, выполненную на генераторах с внешним возбуждением. В качестве активных приборов этих генераторов во многих практических случаях используются полупроводниковые СВЧ-приборы, позволяющие повысить надежность и долговечность модулей АФАР по сравнению с модулями на электровакуумных СВЧ-приборах, при обеспечении средней выходной мощности модуля до десятков и сотен ватт (при использовании схем сложения СВЧ-мощностей) в дециметровом диапазоне и до десяти ватт в сантиметровом диапазоне.

В том случае, когда частота колебаний на выходе модуля в целое число раз больше, чем на его входе, один из генераторных каскадов модуля должен быть умножителем частоты. Функциональная схема передающей АФАР, в модулях которой применены умножители частоты, приведена на рис. 1.

Введение умножителя частоты в модуль АФАР позволяет на выходе модуля получить колебания с определенной мощностью на тех частотах, на которых полупроводниковый усилитель уже неработоспособен. Сказанное в наибольшей степени относится к мощным усилителям на транзисторах, предельные рабочие частоты которых в настоящее время не превышают 6-7 ГГц. Поэтому малогабаритные модули АФАР дециметрового диапазона волн на полупроводниковых приборах, построенные на основе транзисторного усилителя мощности и последующего умножителя частоты, имеют генераторную часть.

Обычно при проектировании генераторной части модуля АФАР с умножением частоты бывают заданы P вых , f вых , f вх , а также значение P вх . В результате проектирования определяется число умножительных и усилительных каскадов в генераторной части модуля, типы активных приборов и электрических схем, используемые в каскадах, значения параметров режима активных приборов и элементов схем каскадов, а также вид конструктивного выполнения каскадов.

2. расчет Структурной схемы модуля АФАР

Структурная схема модуля АФАР представлена на рис. 2.

Имея заданную выходную мощность P вых , зададимся контурными КПД согласующих цепей (СЦ1, СЦ2, СЦ3) (ηк СЦ1 =ηк СЦ2 =ηк СЦ3 =ηк СЦ =0,9) и найдем мощность на выходе умножителя частоты:

.

Зная выходную мощность умножителя частоты, коэффициент умножения и входную частоту, с помощью программы MULTIPLY, разработанной на каф. 406, выберем транзистор и рассчитаем его режим работы (результаты этих расчетов даны в п. 4.1.1.).

В числе прочих результатов программа выдает коэффициент усиления по мощности K УЧ =9,958, используя который, мы вычисляем мощность на входе умножителя частоты, совпадающую, разумеется с мощностью на выходе СЦ2 (P вых СЦ2 ):

.

Поскольку, как упоминалось выше, мы задали контурный КПД согласующих цепей равным ηк СЦ =0,9, то мощность на входе СЦ2 P вх СЦ2 , равная мощности на выходе усилителя мощности P вых УМ , равна:

.

Теперь, зная мощность на выходе усилителя мощности (P вых УМ ) и зная его рабочую частоту f =0,25 ГГц, с помощью программы PAMP1, также разработанной на каф. 406, выбираем активный прибор (транзистор) и рассчитываем его режим работы для СВЧ усилителя мощности (результаты этих расчетов приведены в п. 4.2.1.). Полученный в ходе расчетов коэффициент усиления K УМ позволяет найти мощность на входе усилителя, тождественно равную мощности на выходе входной согласующей цепи СЦ1:

.

Поскольку мы задали контурный КПД согласующих цепей равным ηк СЦ =0,9, то мощность на входе СЦ1 P вх СЦ1 равна:

,

что меньше 20 мВт, ограничивающих по заданию входную мощность сверху.

3. Методики расчета каскадов модуля

3.1. Методика расчета РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА МОЩНОГО СВ Ч УСИЛИТЕЛЯ мощности

Рас сматриваемая методика может быть ис пользована для рас чета режима мощного транзис тора ус илителя, работающего на час тотах порядка сотен мегагерц , и позволяет получить параметры режима, достаточно близкие к экспериментальным. На значениях час тоты 1… 3 ГГц погрешнос ть рас чета в озрас тает из-за ис пользования упрощенной эквивалентной схемы тран зистора и нед ос таточной точнос ти при определении ее параметров. В диапазоне частот выше 3 ГГц эти недостатки проявляются еще более резко. На режим начинает оказывать с ильное влияние даже с равнительно небольшой разброс значений индуктивностей выводов и емкос тей корпуса, а также многочис ленные паразитные связи в конс трукции транзис тора. Эти обс тоятельс тва ограничивают в ерхний час тотный предел применимос ти рас с матрив аем ой методики.

В методике рас чета ис пользуетс я эквивалентная с хема, дополненная некоторыми элементами, с ущес твенными для диапазона С ВЧ.

Параметры э кв ивалентной с хемы транзис тора зав ис ят от протекающих токов и прило женных напряжений. Од нако об ычно с читают, что в выбранном режиме транзис тора параметры с хемы будут пос тоянными в пределах каждой облас ти работы: рабочей облас ти (К — замкнут) и облас ти отс ечки (К — разомкнут). Параметры эквивалентной схемы приводятся в с правочных данных, а наименования их даны в разделе “Обозначения” пособия [1]. Некоторые параметры, которые отс утс твуют в с правочниках, можно оценить по формулам:

С д =С э +С диф ; С к =С ка +С кп ; ; τк =r б С ка ; ;

; ; .

При ус реднении S п ток i к рекомендуетс я принять равным половине выс оты импульс а коллекторного тока i к max или амплитуде его первой гармоники, которая в типичных режимах близка к 0,5i к max . Емкос ть С к определяют при выбранном напряжении U к0 . На час тотах сопротивление r с лабо шунтирует емкос ти и им можно пренебречь. Неравенс тво определяет нижнюю час тотную границу проводимого анализа. При рас чете принимают, что в диапазоне СВЧ входной ток мощных транзис торов оказывается близким к гармоническому за с чет подавления высших гармоник индуктивностью в ходного электрода. Форма колл екторного напряжения принимается гармонической. Поэтому далее будем полагать, что входной ток и коллекторное напряжение не с одерж ат выс ших гармоник и эквивалентный генератор тока S п (U п -U' ) нагружен на диссипативное с опротивление. Рас чет производим для граничного режима работы транзистора.

Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений первой гармоники показана на рис. 3. В схеме ОЭ при диссипативной нагрузке будут отрицательные обратные связи через L э и .


Рис. 3. Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений первой гармоники

Для обеспечения устойчивого режима применяют специальные меры, например, включение r доп в цепь эмиттера или нейтрализацию L б включением емкости в базовую цепь. Можно использовать выходное сопротивление моста делителя, если усилитель построен по балансной схеме. Сопротивление r вх1 с ростом мощности уменьшается (до долей ом), x вх1 вблизи верхней частотной границы имеет индуктивный характер из-за L б и L э и значительно больше r вх1 . Коэффициент усиления обратно пропорционален квадрату частоты. Поэтому, если известно из справочных данных, что транзистор на частоте f' имеет коэффициент усиления , то на некоторой, более низкой рабочей частоте f , его коэффициент усиления можно оценить примерно как , т. е. если , то K р будет в четыре раза больше . В схеме ОЭ при верхняя рабочая частота f в не превышает f гр .

Тип транзистора выбирают по заданной выходной мощности P вых1 на рабочей частоте f , определяют схему включения транзистора, пользуясь с правочными данными транзис тора. Часто схема включения транзистора определяется его конс трукцией, в которой с корпусом соединяется один из электродо в (эмиттер, база). При выборе типа транзис тора можно ориентироваться на данные экспериментального типового режима. Рекомендуется использовать СВЧ-транзисторы на мощность не менее , указанной в справочнике. Сильное недоиспользование транзистора приводит к снижению его усилительных с войс тв. Интервал частот f в … f н включает и для с хемы ОЭ. Применение транзис тора, имею щего f н выше рабочей, позволяет получить более высокое усиление, но при этом увеличиваетс я вероятнос ть самовозбуждения ус илителя и понижаетс я его надежнос ть.

Схема ОБ характерна для транзис торов, работаю щих на f >1 ГГц. Транзис торы, имеющие два вывода эмиттера (для уменьшенияL э ), с лед ует включать по с хеме ОЭ. Для оценки параметров эквивалентной с хемы можно ис пользовать следующие данны е: нГн (для OЭ L общ =L э ),L к и входного вывода — в нес колько раз больше., , . Параметр h 21э в расчетах не кри тичен, для приборов на ос нове кремния, , где P вых1 и U к0 с оответс твуют рабочему режиму (например, экс периментальные данные). Ес ли требуемая мощнос ть P вых1 близка к той, которую может отдать транзис тор, то U к0 берется с тандартным. При недоис польз овании транзис тора по мощнос ти целесообразно с нижать U к0 , для повышения надежнос ти. Например, ес ли требуемая P вых1 на 30-40% меньше (мощнос ти в типовом режиме), то U к0 можно уменьшить на 20-30% по сравнен ию со стандартным. Однако при с нижении U к0 вдвое по с равнению с о с тандартным частота f гр уменьшаетс я на 5… 15%, а емкос ть С к увеличив аетс я на 20... 25%.

Напряжение с мещения U б0 час то выбирается нулевым. При этом угол отсечки будет близок к 80… 90°, при котором с оотношение между P вых1 , ηэ ,K р бли зко к оптимальному. Кроме того, в этом случае отсутс твует цепь с мещения, что упрощает с хему ус илителя и не требует затрат мощности на ос ущес твление с мещения. В отношении S гр надо иметь в виду, что перед расчетом ее с ледует уточнить, ис пользуя ус ловие

(для схемы ОЭ — 0,7; для схемы ОБ — 0,8).

При этом P вых1 и U к0 берутся для выбранного транзис тора. При невыполнении этого ус ловия можно нес колько увеличить S гр (на 10… 15%).

Предлагаемая методика рас чета ис ходит не из P вых1 , а из м ощнос ти Р г , развиваемой эквивалентным генератором тока i г . Мощность Р г в с хеме ОЭ с ледует взять на 10‑20% меньше, чем требуемая P вых1 , которая имеет приращение из-за прямого прохождения части входной мощности. На f >f r p в с хеме ОБ Р г беретс я на 25.. . 50% выш е P вых1 , на f<f rp э та доля меньше.

К начальным параметрам рас чета относ итс я температура корпус а транзис тора. Ее можно зад ать как Т к =Т с + (10… 20)°С с учетом перегрева радиатора относ ительно окружаю щей среды.

Ес ли пос ле проведения рас чета на значения, f' в типовом режиме K р отличаетс я от с правочного значения не более, чем на , то можно с читать, что параметры эквивалентной с хемы, принятые в расчете, оценены правильно. Ес ли модуль пикового напряжения , то это означает, что значение емкос тиС э занижено. Для удобс тва рас чета ис ходные данные целес ообраз но с вес ти в таблиц у в с ледующем порядке:

P вых1 , Bт;

P г , Bт;

f , МГц;

f гр , МГц;

U кэ доп , В;

U кб доп , В;

U бэ доп , В;

U' , В;

U в0 , В;

U к0 , В;

S гр , А/В;

R пк ,°С/Вт;

Т п ,°С;

Т к ,°С;

h 21э ;

C к , пФ;

C кп , пФ;

C э , пФ;

r б , Ом;

r э , Ом;

r к , Ом;

L б , нГн;

L к , нГн;

L э , нГн;

P к доп , Вт

Приводимый ниже порядок рас чета граничного режима работы при U в0 = 0 может быть ис пользован для включения транзис тора как по схеме ОЭ, так и по с хеме ОБ. Там, где формулы рас чета для с хем ОЭ и ОБ отличаютс я, будет с делана пометка “ОЭ” или “ОБ”. Все расчеты проводятс я в сис теме С И.

1. Напряженнос ть ξгр режима:

.

2. Амплитуда напряжения и тока первой гармоники эквивалентного генератора:

.

3. Пиковое напряжение на коллекторе:

U к пик =U к0 +U г1 <U кэ доп .

При невыполнении неравенства следует изменить режим или выбрать другой тип транзистора.

4. Параметры транзистора:

; ; .

5. Находим значения параметров А и В :

, , где .

С помощью графика A (γ1 ) на рис. 4 определяем коэффициент разложения γ1 (θ). Затем по табл. 3.1. [1] для найденного γ1 (θ) определяем значения, θ, cos(θ) и коэффициент формы g 1 (θ).

6. Пиковое обратное напряжение на эмиттере

.

Затем в пп. 7… 22 рассчиты ваю тся комплексные ампли туды токов и напряжений на э лементах эквивалентн ых с хем (см. рис. 3). За вектор с нулевой фазой принят ток и

Рис. 4. Зависимость параметра A от коэффициента разложения симметричного косинусоидального импульса γ1 (θ)

7. , где .

8. .

9. .

10. .

11. .

12. .

13. .

14. .

15..

16. .

17. .

18..

19..

20. .

21. .

22. .

23. Амплитуда напряжения на нагрузке и входное сопротивление транзис тора для первой гармоники тока:

;

24. Мощность возбуждения и мощнос ть, отдаваемая в нагрузку:

для с хемы ОЭ ;

Ес ли P вых1 будет отличатьс я от заданной более чем на ±20%, рас чет с ледует провес ти заново, с корректировав значениеP г .

25. Пос то янная составляющая коллекторного тока, мощнос ть, потребляемая от ис точника питания, и электронный КПД с оответс твенно:

; ; .

26. Коэффициент ус иления по мощнос ти, мощнос ть, расс еиваемая транзис тором и допус тимая мощнос ть расс еяния при данной температуре корпус а транзис тора:

; ; .

Можно прин ять значение Т п max =T п , где T п — допус тимое значение, в зятое из справочных данных.

Следует убедитьс я, что .

27. Сопротивление эквивалентной нагрузки на внешних выводах транзис тора

, где для с хемы ОЭ.

Данный рас чет ис ходил из нулевого с мещения на входном элект роде транзистора. В ряде случаев этот режим мож ет быть не оптимальным и желательно в ес ти расчет на заданный угол отс ечки (например в усилителе ОБ для стабилизации режима уменьшают угол отс ечки). Тогда, выбрав угол отсечки θ, по табл. 3.1. [1] находят коэффициент α1 (θ) и определяю т

.

Затем в п. 5 находят напряжение с мещения U в0 из соотношения

,

где берут (для выбранного θ) также из табл. 3.1 .

Ес ли напряжение с мещения должно быть запираю щим, то мо жно применить автосмещение, включив с опротивление , заблокированное конденс атором. При отпираю щем смещении требуетс я д ополнительный ис точник напряжения.

3.2. Методика расчета режима транзистора мощного СВЧ умножителя частоты

В промежуточных кас кадах радиопередающих устройств СВЧ прим еняют умножители час тоты о выходной мощнос тью до с отен милливатт. Такие СВЧ-умножители являютс я уже мощными. Умножение час тоты в них дос тигаетс я выделением нужной n- й гармоники из импульс а коллекторного тока. При рас чете режима транзистора, работаю щего на час тотах 108 ... 109 Гц (с отни МГц), ис пользуют кус очно-линейную модель транзистора. При этом дополнительно учитывают индуктивнос ти выводов транзис тора, емкость закрытого эмиттерного перехода и потери в материале коллектора. Предполагают, что транзис тор включен по схеме с общей базой (ОБ) и возбуждается от генератора гармоничес кого тока. С хема ОБ обес печивает лучшие энергетичес кие параметры мощного умножителя СВЧ, чем с хема с общим эмиттером (ОЭ). В с хеме ОЭ за с чет обратной с вязи через емкость С к импульс коллекторного тока деформируетс я и имеет малые коэффициент формы gn (θ), а с ледовательно, и КПД, и мощнос ть в нагрузке.

Выходная мощн ость умножителя ограничена нес колькими факторами. К ним относ ятс я предельно допус тимые значения обратного напряжения на эмиттерном переходе U бэ доп и мо щнос ти рассеяния , а также критичес кий коллекторный ток I кр .

При выборе угла отсечки надо учитывать следующее. Пиковое обратное напряжение U бэ пик ув еличиваетс я при уменьшении угла отсечки θ, что может ограничить мощнос ть, отдаваемую умножителем час тоты. При больших углах отс ечки уменьшаетс я КПД и рас тет рас с еиваемая мощнос ть Р к , что может привес ти к нереализуемости режима транзис тора. Ес ли при оптимизации мощнос ти умно жителя час тоты опиратьс я только на ограничения по коллекторному току, с читая макс имальный i к max =I кр , то оптимальн ым углом отс ечки при n =2 оказываетс я θ=60° , а приn =3 — θ = 40° . При этих углах отс ечки КПД будет дос таточно выс оким, но надо не допус тить превышения U бэ доп . Поэтому час то угол отс ечки и для n =2 , и n =3 выбирают равным θ=60°.

Рас чет режима транзис тора ведут на заданную выходную мощнос ть транзис тора P вых n на рабочей час тоте nf , определенную по выходной мощнос ти умножителя P вых n и КПД его выходной с огласую щей цепи hк вых : Р вых n =Р вых /hк вых .

Для расчета используем методику, которая имеет в своей основе следующие допущения:

· интервал рабочих частот соответствует неравенствам: , ;

· транзистор возбуждается от генератора гармонического тока;

· крутизна по переходу S п считаетс я вещественной;

· напряжение на коллекторе — гармоничес кое;

· с хема включения транзис тора — ОБ;

· влиянием индуктивности общего вывода транзис тора L б пренебрегают.

Исходя из заданных P вых n и nf по справочникам выбирается транзистор с учетом выполнения ус ловий и . Вследствие больших потерь в материале коллектора на верхних частотах транзистора целес ообразно выбирать транзистор с запасом по выходной мощности P вых n примерно в 2,0… 2,5 раза. Параметры выбранного транзистора рекомендуется свести в таблицу в следующем порядке:

, Вт;

, МГц;

, В;

U кэ доп , В;

U бэ доп , В;

, В;

I кр , А;

T п , °С;

S гр , А/В;

f гр , МГц;

С к , пФ;

r б , Ом;

r э , Ом;

r к , Ом;

L б , нГн;

L э , нГн;

L к , нГн.

Напряжение питания U к0 принимается равным или близким к , в типовом режиме транзистора. Угол отсечки целесообразно выбрать для n =2 и n =3 θ=60°. По табл. 3.1 [1] определяют для выбранного θ коэффициенты α0 , α1 , α2 , γ1 , γn .

Расчет ведут в следую щем порядке (режим работы принимают граничным).

1. Сопротивление потерь коллектора в параллельном эквиваленте:

.

2. Напряженнос ть граничного режима

,

где .

3. Амплитуда напряжения и тока n -й гармоники, при веден ные к эквивалентному генератору :

; .

4. Сопротивление коллекторной нагрузки:

.

5. Амплитуда n -й гармоники, высота импульс а тока эквивалентного генератора, пос тоянная сос тавляющая коллекторного тока с оответс твенно:

; ; .

Провести проверку выполнения ус ловия . Если ус ловие не в ыполняетс я, то следует с менить транзистор, так как из-за уменьшения частоты f гр нельзя получить заданную мощнос ть.

6. Амплитуда тока возбуждения и коэффициент передачи по току в схеме ОБ:

, .

7. Пиковое обратное напряжение на эмиттере:

.

8. Напряжение смещения:

,

где ; ; ; .

9. Диссипативная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора:

;

.

10. Мощность источника питания, КПД:

; .

11. Коэффициент усиления по мощности:

.

12. Мощность возбуждения:

.

13. Мощность рассеяния:

.

14. Диссипативная и реактивная составляющие сопротивления нагрузки, приведенной к внешнему выводу коллектора, в параллельном эквиваленте:

;

.

4. Результаты расчетов

4.1. расчет усилителя мощности

4.1.1. расчет режима работы активного прибора (транзистора)

Выбор транзистора, расчет его режима работы и энергетических параметров выполнен на ЭВМ с помощью программы PAMP1, разработанной на каф. 406, и реализующей методику, описанную в п. 3.1.

Исходные данные:

ЧАСТОТА fвх И МОЩНОСТЬ P1 УСИЛИТЕЛЯ, ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРА (2Т934А)

f вх =0,25 ГГц;

P 1 =0,0614 Вт;

F 1 =1 ГГц;

R 1 =3 Ом;

R 2 =6 Ом;

R 3 =0,1 Ом;

C 1 =7 пФ;

C 2 =2 пФ;

C 3 =40 пФ;

L 1 =1,3 нГн;

L 2 =3,1 нГн;

L 3 =2,5 нГн;

H =80;

T =160 

U 1 =60 В;

U 2 =4 В;

U 3 =0,7 В;

U 4 =1,2 В;

P 2 =7 Вт;

S 1 =0,17;

F 2 =0,4 ГГц;

K 1 =10;

P 3 =3 Вт;

U 0 =19 В.

Результаты расчета:

2Т934А, ОБЩИЙ ЭМИТТЕР, f вх =0,25 ГГц;

ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ

Выходная мощность 0,0614 Вт;

Мощность возбуждения 8,07 мВт;

Коэффициент усиления K УМ =7,60825;

Потребляемая мощность 61,501 мВт;

Мощность потерь 8,1711 мВт;

Коэффициент полезного действия (электронный КПД) ηэ =99,83%.

РЕЗЕРВЫ ТРАНЗИСТОРА

По напряжению на коллекторе 1,582314;

По напряжению на базе 2,439582;

По рассеиваемой мощности 856,669;

Допустимая температура корпуса транзистора 159,8599 °С.

ЦЕПЬ КОЛЛЕКТОРА

Напряжение питания E 0 =19 В;

Амплитуда напряжения 18,91915 В;

Напряженность режима 0,9957449;

Амплитуда коллекторного тока 6,872006 мА;

Постоянная составляющая коллекторного тока I 0к =3,236894 мА;

Диссипативная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки R 1вых УМ =166,933 Ом;

Реактивная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки X 1вых УМ =5,44388 Ом.

ЦЕПЬ БАЗЫ

Напряжение смещения по базе E 0б =1,2 В;

Амплитуда тока возбуждения 0,1756269 А;

Угол отсечки 34,69754 

Диссипативная составляющая входного сопротивления Z вх R 1вх УМ =0,5232769 Ом;

Реактивная составляющая входного сопротивления Z вх X 1вх УМ =4,491888 Ом.

4.1.2. расчет элементов принципиальной схемы усилителя мощности

Опираясь на проведенный расчет, получаем:

а) Цепь смещения (параллельная схема с автосмещением).

;

Выбираем R 1 : C2-33Н-0,5-360 Ом±5%,

где Е 0б — напряжение смещения по базе;

I ок — постоянная составляющая коллекторного тока.

Из условий

; ; (см. рис. 5),

где ; R 1вх =R 1вх УМ =0,523 Ом — диссипативная составляющая входного сопротивления базовой цепи, полученная в ходе расчетов на ЭВМ (см. п. 4.1.1.), получаем:

;

Выбираем С 1 : КМ-6-М1500-0,012 мкФ.

;

Выбираем С 4 : К10-17-1-П33-17,16 пФ.

.

Числовой коэффициент 10 введен для обеспечения справедливости вышеприведенных соотношений: “много больше” мы заменяем на “в 10 раз больше”.

б) Последовательная схема питания.

Из соотношений

; ; (см. рис. 6),

где r ист — внутреннее сопротивление источника питания, r ист =5 Ом; R 1вых — диссипативная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки, R 1вых =R 1вых УМ =166,93 Ом, получаем:

;

Выбираем С 5 : К10-17-1-П33-38,13 пФ.

;

Выбираем С 3 :

.

4.2. расчет умножителя частоты

4.2.1. расчет режима работы активного прибора (транзистора)

Выбор транзистора, расчет его режима работы и энергетических параметров выполнен на ЭВМ с помощью программы MULTIPLY, разработанной на каф. 406, и реализующей методику, описанную в п. 3.2. Исходные данные:

Параметры транзистора

Название транзистора: 2T919A;
Напряжение питания: E 0 =19 В;
Статический коэффициент передачи тока: 50;
Напряжение приведения по базе: 0,7 В;
Граничная крутизна: S гр =0,13 См;
Граничная частота: f гр =1800 МГц;
Емкость коллекторного перехода: 7,5 пФ;
Активная часть емкости коллектора: 2,5 пФ;
Емкость эмиттерного перехода: 50 пФ;
Сопротивление базы: 0,5 Ом;
Сопротивление эмиттера: 0,14 Ом;
Сопротивление коллектора: 0,7 Ом;
Индуктивность вывода базы: 0,14 нГн;
Индуктивность вывода эмиттера: 0,4 нГн;
Индуктивность вывода коллектора: 0,7 нГн;
Допустимая температура перехода: 150 °С;
Критический ток: 1,5 А;
Допустимое напряжение эмиттер-база: 3,5 В;
Допустимая рассеиваемая мощность: 10 Вт.

Результаты расчетов:

Параметры режима транзистора (2T919A, схема с ОБщей базой)

Напряженность граничного режима: 0,781;
Амплитуда коллекторного напряжения: 14,839 В;
Амплитуда n -й гармоники коллекторного тока: 0,07412 А;
Максимальный коллекторный ток: I к max =0,2912 А;
Постоянная составляющая коллекторного тока: I 0к =0,05941 А;
Амплитуда тока возбуждения: 0,14176 А;
Пиковое обратное напряжение эмиттер-база: -1,12179 В;
Напряжение смещения по базе: E 0б =0,034491 В;
Сопротивление автоматического смещения: 0,580535 Ом;
Диссипативная составляющая входного сопротивления: R 1вх УЧ =5,4957 Ом;
Реактивная составляющая входного сопротивления: X 1вх УЧ =-3,4953 Ом;
Коэффициент усиления по мощности: K УЧ =9,9589;
Мощность возбуждения: 0,0552266 Вт;
Мощность, потребляемая от источника питания: 1,1288 Вт;
Электронный КПД: ηэ =48,72%;
Рассеиваемая мощность: 0,634064 Вт;
Диссипативная составляющая сопротивления нагрузки: R 1вых УЧ =180,013 Ом;
Реактивная составляющая сопротивления нагрузки: X 1вых УЧ =40,34 Ом;
Выходная мощность P вых УЧ =0,55 Вт;
Коэффициент умножения n =2;
Угол отсечки 56,0 
Входная частота f вх =0,25 ГГц;
Напряжение питания E 0 =19,0 В.

4.2.2. расчет элементов принципиальной схемы умножителя частоты

Опираясь на проведенный расчет, получаем:

а) Входная цепь (параллельная схема с автосмещением, рис. 7).

0,579 Ом;

Выбираем R 2 : С2-33Н-0,5-0,560 Ом±5%;

R 1вх =R 1вх УЧ =5,495 Ом;

Аналогично вышесказанному:

;

Выбираем С 7 : КМ-6-М1500-0,011 мкФ.

;

б) Выходная цепь и фильтр-пробка (C 9 , C 10 , L 7 , рис. 8).

;

R 1вых =R 1вых УЧ =180,013 Ом.

Аналогично:

;

Выбираем С 11 : К10-17-1-П33-17,68 пФ.

Емкость C 8 и индуктивность L 6 служат для защиты источника питания от токов высокой частоты. Номинал C 8 рассчитывается из соображений того, чтобы ее сопротивление по высокой частоте было крайне мало, а номинал L 6 выбирается таким, чтобы ее сопротивление по высокой частоте было велико. Номиналы L 2 и C 3 в п. 4.1.2. выбираются из аналогичных соображений.

;

Выбираем С 8 : К10-17-1-П33-630 пФ.

;

Фильтр-пробка (C 9 , C 10 , L 7 ) служит одновременно для выделения колебаний двойной (выходной) частоты и подавления колебаний входной частоты, чтобы они не проходили на выход модуля АФАР. Делается это следующим образом. Индуктивность L 7 и емкость C 9 образуют последовательный колебательный контур, причем их номиналы подбираются так, чтобы резонансная частота этого контура ωрез посл совпадала с частотой входного колебания ωвх . Как известно, сопротивление последовательного колебательного контура на резонансной частоте равно нулю, и, следовательно, колебания входной частоты закорачиваются на землю и на выход модуля не попадают. В то же время, L 7 и C 10 тоже образуют колебательный контур, но параллельный, причем их номиналы подбираются так, чтобы резонансная частота этого контура ωрез паралл совпадала с частотой выходного колебания ωвых . Сопротивление параллельного колебательного контура на резонансной частоте стремится к бесконечности, поэтому колебания выходной частоты попадут на выход практически без потерь.

;

Выбираем С 10 : К10-17-1-П33-8,8 пФ.

, где n =2 — коэффициент умножения частоты;

Выбираем С 9 : К10-17-1-П33-26,5 пФ.

;

4.3. расчет СОГЛАСУЮЩих ЦЕПей

Расчет проведен с помощью программы MATCHL, разработанной на каф. 406.

4.3.1. расчет входной СОГЛАСУЮЩей Г-ЦЕПи

Импеданс генератора RS =50 Ом; XS =0;

Импеданс нагрузки RL =R 1вх УМ =0,523 Ом; XL =X 1вх УМ =4,492 Ом;

Ненагруженная добротность цепи=100;

;

;

X 1 =-5,140664, X 2 =0,5948922

Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:

K 2 =67,46906 дБ; K 3 =87,08565 дБ;

Контурный КПД: ηконт =0,902736;

Полоса пропускания 10,28133%.

;

;

Выбираем С 2 : К10-17-1-П33-124 пФ.

4.3.2. расчет межкаскадной СОГЛАСУЮЩей Г-ЦЕПи

Импеданс генератора RS =R 1вых УМ =166,9 Ом; XS =X 1вых УМ =5,44 Ом;

Импеданс нагрузки RL =R 1вх УЧ =5,496 Ом; XL =X 1вх УЧ =-3,495 Ом;

Ненагруженная добротность цепи=55;

;

;

X 1 =-30,62967, X 2 =33,29518

Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:

K 2 =55,77115 дБ; K 3 =75,38773 дБ;

Контурный КПД: ηконт =0,9014694;

Полоса пропускания 18,45297%.

;

;

Выбираем С 6 : К10-17-1-П33-5,2 пФ.

4.3.3. расчет выходной СОГЛАСУЮЩей П-ЦЕПи

а) Левая часть П-цепи

Импеданс генератора RS =R 1вых УЧ =180,0 Ом; XS =X 1вых УЧ =40,3 Ом;

Импеданс нагрузки RL =10,0 Ом; XL =0;

Ненагруженная добротность цепи=60;

;

;

X 1.1 =-42,42937; X 2.1 =42,31098;

Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:

K 2 =50,30438 дБ; K 3 =69,92097 дБ;

Контурный КПД: =0,9312816;

Полоса пропускания 24,25356%.

;

;

Выбираем С 12 : К10-17-1-П33-7,5 пФ.

б) Правая часть П-цепи

Импеданс генератора RS =10,0 Ом; XS =0;

Импеданс нагрузки (RL =50,0 Ом; XL =0);

Ненагруженная добротность цепи=80;

;

;

X 1.2 =-24.99998; X 2.2 =20;

Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:

K 2 =35,83519 дБ; K 3 =55,45177 дБ;

Контурный КПД: =0,975;

Полоса пропускания 50%.

;

;

Выбираем С 13 : К10-17-1-П33-12,7 пФ.

;

Общий контурный КПД: ;

5. конструкция модуля АФАР

5.1. Выбор элементной базы

В принципе устройство может быть изготовлено с использованием микрополосковой технологии, поскольку в диапазоне 0,25… 1 ГГц такая технология применяется достаточно широко, но в нашем случае получается реализовать изделие на сосредоточенных элементах, поскольку нам удалось выбрать сосредоточенные резисторы и конденсаторы для данного диапазона частот (пп. 4.1. и 4.2.). Внешний вид и геометрические размеры выбранных элементов показаны на рис. 13… 17.

Так как стандартные индуктивности рассчитанных нами номиналов (пп. 4.1. и 4.2.) отсутствуют в номенклатуре элементной базы, производимой радиоэлектронной промышленностью, мы изготовим индуктивности из отрезков прямых проводников диаметром 0,5 мм.

Известно, что индуктивность L отрезка проводника круглого сечения длиной l равна

,

где d — диаметр проводника, причем d и l необходимо подставлять в сантиметрах, тогда L получится в нГн.

С помощью пакета Mathcad Professional 7 было проведено исследование зависимости индуктивности отрезка проводника круглого сечения от его длины для трех различных диаметров (d =0,5 мм (рис. П.1.1.), d =0,6 мм (рис. П.1.2.), d =1,0 мм (рис. П.1.2.), файлы ind05mm.mcd, ind06mm.mcd, ind1mm.mcd соответственно, см. Приложение 1 ).

Из представленных зависимостей видно, что для данного значения индуктивности (например, 30 нГн) самым коротким будет самый тонкий проводник (l =32,8 мм, (d =0,5 мм), l =34 мм, (d =0,6 мм), l =37,2 мм, (d =1 мм)).

Следовательно, индуктивности L 1 , …, L 8 будем изготавливать из отрезков проводника диаметром d =0,5 мм. Длину отрезка будем вычислять по полученной номограмме (рис. П.1.1.). Таким образом,

L 1 =0,378 нГн: 1,5 мм;

L 2 =3,32 нГн: 6 мм;

L 3 =31,83 нГн: 34 мм;

L 4 =21,19 нГн: 25 мм;

L 5 =34,98 нГн: 37 мм;

L 6 =15,6 нГн: 19 мм;

L 7 =11,46 нГн: 15 мм;

L 8 =19,82 нГн: 23,5 мм.

5.2. Выбор типоразмера печатной платы

Исходя из жестких требований, предъявляемых к изделию (устанавливается на борту ЛА), в частности к его размерам и в особенности к массе, необходимо насколько возможно повысить плотность упаковки (интеграции) элементов на печатной плате, в связи с чем мы выбираем коэффициент дезинтеграции K д равным 2.

Для выбора типоразмера печатной платы необходимо вычислить суммарную площадь, занимаемую элементами, умножить ее на коэффициент дезинтеграции K д и из стандартного ряда типоразмеров выбрать плату равной или чуть большей площади. Площади, занимаемые элементами, приведены в табл. 1.

Суммарная площадь элементов:

S Σ =2(196·1+175·1+0,75·1+3·1+17·1+12,5·1+18,5·1+9,5·1+7,5·1+11,75·1+13,2·2+

+31,28·10+31,28·1+42,25·2)=1834,58 мм2 .

Выбираем плату размером 3560 мм; S =2100 мм2 .

5.3. Технология изготовления печатной платы

Печатную плату будем изготавливать субтрактивным методом, суть которого заключается в следующем. На поверхность фольгированной печатной платы наносится фоторезист, поверх которого размещается негативный фотошаблон, отражающий конфигурацию и расположение печатных проводников, т. е. имеющий прорези и отверстия в тех местах, где должны быть расположены токоведущие участки. Во время экспонирования эти участки окажутся засвеченными. После экспонирования фоторезист задубливают, т. е. помещают плату в специальный раствор, в котором засвеченные участки фоторезиста становятся нерастворимыми. После задубливания следует этап травления, в ходе которого незасвеченный фоторезист и фольга, находящаяся под ним, растворяются в травящем растворе. Потом остатки задубленного фоторезиста также удаляются. После смывания остатков фоторезиста плату высушивают, покрывают защитным лаком и устанавливают на нее элементы. В нашем случае вполне допустима пайка волной припоя, с тем условием, что транзисторы будут установлены отдельно — в последнюю очередь, т. к. они чувствительны к перегреву и имеют планарные выводы.

Таблица 1

Элемент Площадь, мм2 Количество, шт.
Транзисторы
2Т934А S =196 мм2 ; 1
2Т919А S =175 мм2 ; 1
Индуктивности
L 1 S =0,75 мм2 ; 1
L 2 S =3 мм2 ; 1
L 3 S =17 мм2 ; 1
L 4 S =12,5 мм2 ; 1
L 5 S =18,5 мм2 ; 1
L 6 S =9,5 мм2 ; 1
L 7 S =7,5 мм2 ; 1
L 8 S =11,75 мм2 ; 1
Резисторы
С2-33Н S =13,2 мм2 ; 2
Конденсаторы
К10-17-1-П33 S =31,28 мм2 ; 10
К10-17-1-М750 S =31,28 мм2 ; 1
КМ-6-М1500 S =42,25 мм2 ; 2

5.4. Конструкция корпуса модуля АФАР

Поскольку изделие устанавливается на борту ЛА и будет подвержено перепадам давления, целесообразно обеспечить герметизацию корпуса изделия с помощью эластичной прокладки. Помимо этого, бортовая аппаратура должна быть вибропрочной и виброустойчивой, и в то же время достаточно легкой. Исходя из этого, корпус модуля АФАР логично будет изготовить из алюминия методом литья.

Кроме того, в корпусе будут иметь место три отверстия для трех разъемов — двух высокочастотных (сигнальных) — входного и выходного и низкочастотного разъема для подачи питания. Все разъемы также из соображений виброустойчивости необходимо оснастить защелками, препятствующими произвольному рассоединению модуля и бортовых коммуникаций.

Печатная плата будет притянута к днищу корпуса четырьмя винтами, входящими в отверстия по углам платы и ввинчивающимися в четыре бобышки, составляющими единое целое с днищем корпуса. Помимо этого, для удобства размещения и закрепления модуля АФАР на борту ЛА, необходимо предусмотреть нечто вроде салазок, проходящих вдоль днища корпуса.

Для обеспечения ремонтопригодности корпус изделия надлежит сделать ограниченно разборным: щель между крышкой и основанием корпуса будет запаяна, а в шов будет проложена проволока, оканчивающаяся петлей. В случае необходимости проволоку можно будет вытянуть, разрушив пайку, и снять крышку корпуса.

Похожие работы